ZVS driver

Dlouho mi ležely dva MOSFETY STE40NK90ZD a neměl jsem pro ně práci. Indukční ohřev postavený na ZVS oscilátoru byl jasné použití: ohřát kov, až žhne, a většina výkonových dílů už byla v šuplíku. Tři kondenzátory 1 µF / 1200 V MPAPB1K2W10J0M6 na 25 A RMS a pracovní cívka navinutá z měděné trubky 8 mm. Nic nového se kupovat nemuselo.

Většina ZVS budičů navíc potřebuje velmi tvrdý zdroj jen proto, aby vůbec naskočila. Chtěl jsem, aby se nejdřív nabily sběrnicové kondenzátory a oscilace začaly až potom, a chtěl jsem tlačítko, kterým se driver spustí a zastaví bez toho, že se pokaždé vypne zdroj.

Obvod na obrázku nahoře je celý výkonový stupeň. V principu je to 14 součástek. Když se vynechají R3, R4, D3 a D4, opatrná stavba jede i na deseti. I tak přes pracovní cívku projdou stovky wattů.

Oscilace začínají rozdílem mezi R1 a R2. Skutečné rezistory nejsou nikdy stejné, takže jedna gate — třeba Q1 — dosáhne prahu dřív a MOSFET sepne. Jeho drain spadne, D1 začne vést a stáhne gate Q2, takže Q2 zůstane zavřený. Rezonanční kondenzátor se pak vybije přes Q1. Jakmile napětí klesne pod bod, kdy může vést D2, D2 stáhne gate Q1, Q1 vypne a Q2 se může nabít a vzít další půlperiodu. Oba tranzistory si tak přes D1 a D2 navzájem drží gate dole.

Zdroj přitom tank pořád dobíjí a tank tu energii vybíjí přes Q1 a Q2. V pracovní cívce naběhne velký rezonanční proud. L1 a L2 určují, kolik výkonu se do tanku dostane, a zároveň brání tomu, aby se střídavé napětí tanku dostalo zpátky do zdroje.

Tank kmitá na vlastním rezonančním kmitočtu. Než se do stavby pustíte, stojí za to Electroboomovo vysvětlení stejného obvodu: youtube.com/watch?v=hFJeIt_JcEc

f0 = 1 / (2 π √(L1 · C1))

Stejný obvod jde rovnou do LTspice, nebo do Falstadu, když chcete vidět, jak se hýbou gate a tank.

Účinný je tam, kde na tom záleží: MOSFETY spínají, když je napětí na drainu blízko nuly. Ztráty se objeví jinde. R1 a R2 musí nabíjet gate na desítkách kilohertzů a ještě krmit D1 a D2, takže pálí skutečný výkon. Jakmile drainy vylezou nad Zenerovo napětí D3 a D4, ty samé rezistory fungují jako srážecí odpory.

Rezonance navíc násobí vstupní napětí. Na drainech je zhruba π krát Vin. Při 30 V na vstupu jsou špičky už skoro 100 V. Na usměrněné síti, kolem 325 V, vylezou přes 1000 V. Tranzistor na 1200 V to nezachrání: náběhový proud a přechodové jevy při zapnutí obvod stejně zničí.

Je to měnič na to, aby se na stole něco rozpálilo. S běžnými tranzistory a nízkým vstupním napětím většinou naskočí, a právě proto je zdrojová strana ta méně nebezpečná. Průmyslový stupeň to není. Kmitočet se řídit nedá, vypnout to bez odpojení zdroje nejde a spolehlivé bych to nenazval. Když je potřeba řízení, staví se to s gate driverem a mikrokontrolérem. Jednoduchost je stejně těžké si odpustit, takže jsem to postavil.

Tranzistory šly na chladič, tankové kondenzátory se připájely přímo na pracovní cívku a zbytek obvodu vyrostl kolem toho. První schéma je základní oscilátor s pár úpravami.

Tyto MOSFETY mají kapacitu gate kolem 25 nF, zhruba desetkrát víc než IRFP250N. Rezistor 470 Ω do 25 nF má časovou konstantu 11,75 µs. Tank byl blízko 50,6 kHz, takže perioda je jen 19 µs. Gate by víc než polovinu každé periody trávily v lineární oblasti.

Se 100 Ω klesne časová konstanta na 2,5 µs. Pořád pomalé, ale použitelné — a rezistory pak vedou mnohem větší proud. Při 33 V na vstupu se na nich začal tavit cín. Lineární stabilizátor LM317 nastavený na 24 V teď ty rezistory napájí. Pořád se hřejí, ale už nekouří. Stabilizátor je lineární a výkon pořád maří; maří ho ale v pouzdře TO-220, které jde přišroubovat na chladič. Rezistor ne.

Vinutí L1 a L2 stálo jedno feritové jádro. Spadlo ze stolu a prasklo, permeabilita klesla a obě tlumivky už nebyly stejné. Nechal jsem to být. Jelo to v pohodě.

První stavba neměla vlastní vstupní kondenzátory. Brala si ty ve zdroji. ZVS stupeň chce na rozběh velký proud, a místní sběrnicové kondenzátory ten proud spolykají, zatímco napětí roste pomalu, takže oscilátor nenaskočí. Nejdřív se musí nabít sběrnice a teprve potom se stupeň pustí.

První verze té myšlenky držela gate výkonových MOSFETŮ dole dvěma malými tranzistory. Zhruba po půl sekundě časovací kondenzátor pustil další tranzistor a ten klemu uvolnil. Zenerky chránily gate a zároveň omezily napětí na časovacím kondenzátoru, takže mohl zůstat malý. Obvod dělá to, co je nakreslené. Pořád má ale fatální problém s pořadím, a proto tohle schéma nezůstalo.

Gate ZVS stupně musí být napájené dřív, než se napětí dostane na drainy. To jsem nevěděl, dokud na to neupozornil David Knierim na highvoltageforum.com. Jednoduchý oscilátor přestával být jednoduchý a startovací cesta šla pryč.

Gate nechat předpjaté a spínat proud do L1 a L2. Sběrnici držet odpojenou, dokud se nenabijí vstupní kondenzátory, a pak ji připojit co nejrychleji.

Relé vypadá ideálně. Cívku napájet z LM317 a 24V relé sepne, teprve když je sběrnice aspoň o pár voltů nad 24 V, což na start stačí. Žádný zvláštní časovač. Relé je ale pomalé. Kontakty hoří několik mikrosekund předtím, než opravdu sednou, a po tu dobu stupeň nemá proud a nekmitá. Druhý problém je náběh. Naprázdno tu vstupní proud byl asi 1,7 A a náběh může být stokrát větší. Relé, které to přežije, je drahé relé.

Stejný horní spínač umí P-kanálové MOSFETY. Měl jsem hromadu IRFP9110. Nejsou ideální: 0,2 Ω v sepnutém stavu, takže 20 A je 80 W v jednom pouzdře. Čtyři paralelně na chladiči to srazí na zhruba 20 W při 20 A. Nic elegantního. P-kanálový IGBT by byl laskavější. V šuplíku byly čtyři FETy.

Časování je stejná myšlenka jako předtím, jen přesunutá na horní stranu. C2 se nabíjí přes R8, až Q2 sepne a stáhne gate P-kanálového spínače, čímž ho zapne. D5 a D6 drží gate v mezích. R7 omezuje proud D5. D7 vybije C2 pokaždé, když zdroj spadne, takže příští zapnutí musí časovač nabít zase od nuly. Rezistor v sérii s D7 by byl šetrnější — tak, jak je to nakreslené, se při vypnutí 2200 µF kondenzátor zkratuje přímo přes tu diodu.

Při napájení ze sníženého síťového napětí přes polomůstkový usměrňovač se sběrnice dobíjí na 100 Hz. Při odběru přes 20 A malý kondenzátor propadne tak, že oscilátor přestane běžet.

42 V zvlnění je moc. Sběrnice by musela sedět na 70 V nebo výš, aby i na dně zvlnění zůstala nad napětím, které stupeň potřebuje. Cílil jsem na 50–60 V, takže původní kondenzátor musel pryč. 100 µF je přímo u tranzistorů a 10 000 µF vedle desky. Zvlnění by mělo spadnout pod 20 V. Pořád to není hezké a je to obvyklá daň nízkonapěťového tanku s velkým proudem: kondenzátory rostou rychleji než výkon.

Uripple = I / (f · C) = 20 A / (100 Hz · 4700 µF) = 42 V

Ještě jeden tranzistor. V dubnu 2023 už jich bylo osm, z původních dvou. Stažení gate Q3 tlačítkem stáhne Q2, gate P-kanálu smí vylézt a horní spínač se rozepne. Stisknout a běží, stisknout a stojí. Dvě LED ukazují stav obvodu.

Pracovní cívka potom dostala vodní chlazení. Bez něj měděná trubka lezla přes 200 °C.

To užitečné na ZVS driveru je, že je malý a čitelný. Přidání vypínače z toho udělalo několik paralelních P-kanálových MOSFETŮ, časovač a stabilizátor. Tank navíc chce nízké napětí a velmi velký proud a zdroj, který umí obojí, není běžná věc na stole.

Do jisté meze to jelo. Při velké zátěži vedou N-kanálové tranzistory takový proud, že roste jejich úbytek v sepnutém stavu. Jakmile to napětí překročí práh protějšího MOSFETu, vedou oba, oscilace spadnou a stupeň je zkrat. Narazil jsem na to kolem 40 A proudu spínačem. Všechny tranzistory to přežily. IGBT by držely plošší úbytek a na přesně tuhle poruchu existuje zveřejněné řešení od Jakuba Tejiščáka. Obojí přidává další součástky do obvodu, který už dávno opustil představu hrstky dílů. Na výkonný indukční ohřev bych zvolil jinou topologii.

Člověku, který s výkonovou elektronikou začíná, bych ZVS stupeň stejně doporučil postavit. Když se udělá pořádně, je levný, dá 700 W i víc a je to názorná ukázka měkkého spínání a toho, co umí rezonanční tank. Tenhle jsem rozebral dřív, než vzniklo video na plný výkon. Zůstala jen nahrávka při nízkém výkonu, pod 400 W, kdy se ohříval malý hřebík.